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下面以典型的三片式開關(guān)電源為例予以介紹。所謂三片式開關(guān)電源，是指電源是以三個集成芯片為主，輔以極少分立元件構(gòu)成的閉環(huán)控制系統(tǒng)。這種電路不僅結(jié)構(gòu)簡單，而且性能優(yōu)越，因此具有代表性。

圖2-50所示為美國MOTOROLA公司生產(chǎn)的100kHz、60w的三片式開關(guān)穩(wěn)壓電源的原理框圖，圖2-51為該電源的原理電路。電路中的開關(guān)器件為功率MOSFET。MC34060 型PwM控制器為雙列直插14腳型式。它只有一個輸出端，電源電壓為40V,輸出電流為250mA,工作頻率范圍為1~300kHz。

本電源有四路輸出電壓:±5V和士12V。開關(guān)器件VT采用MTP5N40型功率MOs 

FET，其容量為4A,400V;通態(tài)電阻為10。5V組整流器采用肖特基管MBR1035,12V 組整流器采用MVR805型快速恢復(fù)二極管。輸出濾波電容采用高頻電容器。

主電路由功率MOSFET管VT1和變壓器T的一次繞組W、w,以及二極管VD構(gòu)成準(zhǔn)推挽式電路，T的二次繞組W3、W4和W6、W7分別構(gòu)成了土5V和+12V兩組電壓源�？刂齐娐返墓ぷ麟娫从筛邏壕�體管VT2獲，VT2接成射極輸出器的形式，其基極電位由12V穩(wěn)壓管v2確定，而發(fā)射極接MC34060的電源端，同時接至變壓器T的反饋繞組W3。當(dāng)繞組中有感應(yīng)電壓而使二極管VD？導(dǎo)通時，可使VT2反向偏置，電容C，為軟啟動電容。剛接通電源時，反饋信號尚未出現(xiàn)，只有電阻R6和R，組成的分壓網(wǎng)終來控制死區(qū)時間，使導(dǎo)***沖占空比不超過45%。

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當(dāng)調(diào)制信號頻率較低時，載波比K較大，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)較多，正負(fù)半周期脈沖不對稱和半周期內(nèi)前后1/4周期脈沖不對稱的影響都較小，輸出波形接近正弦波。當(dāng)調(diào)制信號頻率增高時，載波比K減小，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，輸出脈沖的不對稱性影響就變大，還會出現(xiàn)脈沖的跳動。同時，輸出波形和正弦波之間的差異也變大，電路輸出特性變壞。對于三相SPwM型逆變電路來說，三相輸出的對稱性也變差。因此，在采用異步調(diào)制方式時，希望盡量提高載波頻率，以使在調(diào)制信號頻率較高時仍能保持較大的載波比，改善輸出特性。

此外，在雙極性SPwM控制方式中，由于同一相上、下兩臂的驅(qū)動信號是互補的，因此為了防止上，下兩個臂直通而造成短路，在給一個橋臂施加關(guān)斷信號后，再延遲一段時間(通常稱為死區(qū))，才給另一個橋臂施加導(dǎo)通信號，延遲時間的長短主要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定。這個延遲時間將會給輸出的SPWM波形帶來影響，使其偏離正弦波。

SPWM的實現(xiàn)方法有兩種:模擬法和數(shù)字法。模擬法SPwM是用模擬電路產(chǎn)生，即用132 2刀S8519o- 控制新以B 自位表示線: UA0 二個向始幅值的拆

三角波和止弦參考波比較。這種方法原理簡單直觀，是早期主要的應(yīng)用方式。

當(dāng)電動機(jī)運行、繼電器動作以及廣播發(fā)射等都會引起電線噪聲干擾。電網(wǎng)電線噪聲會對負(fù)載控制線路產(chǎn)生影響。

正同日沒負(fù)幸流電的鄉(xiāng)流機(jī)切器變噪

電壓槽口(notch):指正常電壓波形上的開關(guān)干擾(或其他干擾)，持續(xù)時間小于半個周期，與正常極性相反，也包括半周期內(nèi)的完全失電壓。

電壓跌落(sag or brownout):指市電電壓有效值介于額定值的80 %~85%之間，并且持續(xù)時間超過一個至數(shù)個周期。大型設(shè)備開機(jī)、大型電動機(jī)啟動以及大型電力變壓器接人入電網(wǎng)都會造成電壓跌落。

電壓浪涌(surge):指市電電壓有效值超過額定值的110%,并且持續(xù)時間超過一個至數(shù)個周期。電壓浪涌主要是因電網(wǎng)上多個大型電氣設(shè)備關(guān)機(jī)，電網(wǎng)突然卸載而產(chǎn)生的。

欠電壓(under voltage):指低于額定電壓一定***比的穩(wěn)定低電壓。其產(chǎn)生原因包括大型設(shè)備啟動及應(yīng)用、主電力線切換、大型電動機(jī)啟動以及線路過載等。

過電壓(over voltage):指超過額定電壓一定***比的穩(wěn)定高電壓。一般是由接線錯誤、電廠或電站誤調(diào)整以及附近重型設(shè)備關(guān)機(jī)引起。對單相電而言，可能是由三相負(fù)載不平衡或中線接地不良等原因造成的。

波形失真(harmonic distortion):指市電電壓相對于線性正弦波電壓的偏差，一般

用總諧波畸變(THD--total harmonic distortion)來表示。產(chǎn)生的原因一方面是發(fā)電設(shè)備輸出電能本身不是***的正弦波，另一方面是電網(wǎng)中的非線性負(fù)載對電網(wǎng)的影響。

10市電中斷(power fail):指電網(wǎng)停止電能供應(yīng)且至少持續(xù)兩個周期到數(shù)小時。產(chǎn)生的原因主要有線路上的斷路器跳閘、市電供應(yīng)中斷以及電網(wǎng)故障等。

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1頻率偏移(frequency variation):指市電頻率的偏移超過2Hz(<48hz或>52Hz) 以上。這主要是由應(yīng)急發(fā)電機(jī)的不穩(wěn)定運行或由頻率不穩(wěn)定的電源供電所致。

以上污染或干擾對計算機(jī)及其他敏感儀器設(shè)備所造成的危害不盡相同。電源中斷可能造成硬件損壞；電壓跌落可能造成硬件提前老化、文件數(shù)據(jù)丟失；過電壓、欠電壓以及電壓浪涌可能會損壞驅(qū)動器、存儲器、邏輯電路，還可能產(chǎn)生不可預(yù)料的軟件故障；電線噪聲和瞬變電壓可能會損壞邏輯電路和文件數(shù)據(jù)。

但UPS工作時，為了穩(wěn)定輸出電壓，往往需要適時調(diào)整輸出電壓脈沖的寬度，這樣就破壞了消除某些高次諧波的條件。雖然消除高次諧波的條件不一定滿足，但單脈沖PWM波對高次諧波的抑制能力還是存在的，只不過抑制效果沒有達(dá)到而已。

4.1.2多脈沖pWM 

多脈沖PWM法就是用多個等寬度矩形脈沖去等效交流的正半周，再用同樣多個等寬矩形波脈沖去等效交流電的負(fù)半周，通過矩形波的調(diào)整去調(diào)整和穩(wěn)定輸出電壓，而通過調(diào)整矩形脈沖的中心距離來調(diào)整和穩(wěn)定輸出頻率。用多脈沖PwM法比單脈沖PWM法輸出所含諧波更容易濾除，但每周期內(nèi)開關(guān)器件通斷次數(shù)過多會造成控制電路復(fù)雜和過多能量損耗。

4.1.3正弦脈沖PWM 

正弦波脈寬調(diào)制的控制思想，是利用逆變器的開關(guān)元件，由控制線路按一定的規(guī)律控制開關(guān)元件的通斷，從而在逆變器的輸出端獲得一組等幅、等距而不等寬的脈沖序列。其脈寬基本上按正弦分布，以此脈沖列來等效正弦電壓波。如圖4-5所示，將正弦波的正半周劃分為N等份(圖中為12等份)，這樣就可把正弦半波看成由N個彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖的寬度相等，都等于/N,但幅值不等，且脈沖頂部是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化，如果將每一等份的正弦曲線與橫軸所包圍的面積用一個與此面積相等的等高矩形脈沖代替，就得到圖示的脈沖序列。這樣，由N個等幅而不等寬的矩形脈沖所組成的波形與正弦波的正半周等效，正弦波的負(fù)半周也可用相同的方法來等效。

在理論上可以嚴(yán)格地計算出各分段矩形脈沖的寬度，作為控制逆變電路開關(guān)元件通斷的依據(jù)，但計算過程十分煩瑣。較為實用的方法是采用調(diào)制的方法，即把希望得到的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過對載波的調(diào)制得到望的PwM波形實現(xiàn)SPWM一般比較容易理解的方法是:采用一個正弦波ug(調(diào)制信號)與等腰三角波1(載128 s85188Z61 EFuzZ4 8.5kg 風(fēng)干波信號)相交的斷，就可得到寬

在采用SPw 控制方式所對應(yīng)-U4 圖為了討3-44),討論首先，_{6為正弦式中，UPS電源技術(shù)及應(yīng)用

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圖4-9三相SPwM波形

的波形正、負(fù)半周也對稱，K應(yīng)取為奇數(shù)。如圖4-9所示的例子是K=9時的同步調(diào)制三相PwM波形。

每一相的控制脈沖如圖4-9所示。

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每一相對電源的中性點而言，其輸出為雙極性SPWM波，因此其相電壓的調(diào)整和抑制諧波原理與單相逆變電路類似，故在此不過多討論。

在實現(xiàn)SPwM脈寬調(diào)制時，根據(jù)載波比的變換，有同步調(diào)制和異步調(diào)制兩種模式。

載波比K等于常數(shù)，并在變頻時使載波信號和調(diào)制信號保持同步的調(diào)制方式稱為同步調(diào)制方式。在基本同步調(diào)制方式中，調(diào)制信號頻率變化時載波比K不變。調(diào)制信號半個周期內(nèi)輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的在三相PwM逆變電路中，通常共用一個三角波載波信號，且取載波比K為3的整數(shù)倍，以使三相輸出波形嚴(yán)格對稱。同時，為了使一相

-0p 波形白然而的電

當(dāng)逆變電路的輸出頻率很低時，因為在半周期內(nèi)輸出脈沖的數(shù)目是固定的，所以由SP. wM調(diào)制而產(chǎn)生的諧波頻率也相應(yīng)降低，這種頻率較低的諧波通常不易濾除。為了克服這一缺點，通常采用分段同步調(diào)制，即把逆變電路的輸出頻率范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)都保持載波比K恒定，而不同頻段的載波比不同。在輸出頻率的高頻段采用較低的載波比，以使載波頻率不致過高。在輸出頻率的低頻段采用較高的載波比，以便載波頻率不致過低而對負(fù)載產(chǎn)生不利影響。各頻段的載波比應(yīng)該都取3的整數(shù)倍且為奇數(shù)。

當(dāng)采用分段同步調(diào)制時，在不同的頻率段內(nèi)，載波頻率的變化范圍應(yīng)該保持一致。提高載波頻率可以更好地抑制諧波，使輸出波形更接近正弦，但載波頻率的提高受到功率開關(guān)器件允許頻率的限制。

載波信號與調(diào)制信號不保持同步的調(diào)制方式稱為異步調(diào)制方式。在異步調(diào)制方式中，當(dāng)調(diào)制信號頻率變化時，通常保持載波頻率固定不變，因而載波比K是變化的。于是在調(diào)制信號的半個周期內(nèi)，輸出脈沖的個數(shù)和脈沖相位是不固定的，正負(fù)半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱。